절연 벅 컨버터용 트랜스포머 선택법

소개

트랜스포머의 선택은 절연 벅 컨버터 설계에 있어서 중심적인 프로세스가 될 수 있습니다. 이 자습서에서는 절연 벅 컨버터의 작동 방식, 트랜스포머 선택 시 초점을 맞춰야 할 파라미터, 이러한 파라미터가 트랜스포머 선택에 영향을 미치는 방식, 트랜스포머가 회로 파라미터에 영향을 미치는 방식 등을 논합니다.

절연 벅 컨버터는 어떻게 작동합니까?

벅 컨버터와 마찬가지로 그림 1에서는 절연 벅 토폴로지를 보여줍니다. 벅 회로의 인덕터를 트랜스포머로 바꾸면 절연 벅 컨버터가 됩니다. 트랜스포머 2차 측은 독립적인 접지를 갖습니다.

그림 1. 절연 벅 토폴로지.

온 타임(on time) 동안 하이 사이드 스위치(QHS)는 켜져 있고, 로우 사이드 스위치(QLS)는 꺼져 있으며, 트랜스포머 자화 인덕턴스(LPRI)는 충전됩니다. 블록 다이어그램(그림 2)의 화살표는 전류의 방향을 보여줍니다. 트랜스포머의 1차 전류는 선형으로 증가합니다. 전류 램핑 기울기는 (VIN - VPRI) 및 LPRI에 따라 달라집니다. 2차 보조 측 다이오드(D1)는 이 시간 간격 동안 역방향으로 바이어스되며 부하 전류는 COUT에서 부하로 흐릅니다.

그림 2. 켜진 기간의 등가 회로.

꺼진 시간(off time) 동안(그림 3), QHS는 꺼져 있고 QLS는 켜져 있으며, 트랜스포머 1차 측 인덕터는 방전됩니다. 1차 전류는 QLS에서 접지로 흐르고, D1은 순방향으로 바이어스되며, 2차 전류(NSEC)는 2차 측 코일에서 COUT와 부하로 흐릅니다. COUT는 이 시간 동안 충전됩니다. (QHS를 끄고 QLS를 켜도 전류 방향을 바꿀 수 없으며, 전류 기울기만 바뀝니다. 양 전류는 0A가 될 때까지 감소한 다음, 음 전류가 증가합니다).

그림 2. 꺼진 기간의 등가 회로.

트랜스포머에 영향을 미치는 사양은?

컨버터를 설계할 때, 일부 사양은 특히 트랜스포머에서 사용될 구성품을 결정하기 때문에 선언/정의되어야 합니다.

입력 전압 범위
출력 전압
최대 듀티 사이클
스위치 주파수
출력 전압 리플
출력 전류
출력 전력

최대 듀티 사이클(D)은 일반적으로 0.4 ~ 0.6 범위에 할당됩니다. 최소 입력 전압(V_{IN_MIN}) 및 최대 듀티 사이클은 1차 출력 전압(V_PRI)을 결정합니다. 1차 출력 전압 및 출력 전압(V_OUT)은 트랜스포머 턴 비율을 결정합니다.

출력 전류(I_OUT) 및 출력 전력(P_OUT)은 트랜스포머 선택에 영향을 미치는 핵심 파라미터입니다. 출력 전류는 구리 와이어 두께 결정에, 출력 전력은 사용할 트랜스포머 골격 선택에 도움이 됩니다. 골격의 투과성은 저장할 수 있는 에너지의 양과 출력할 수 있는 전력의 양을 나타냅니다. 일반적으로 DC 출력 전류에 계수를 곱한 값이 인덕터(트랜스포머)의 리플 전류에 할당됩니다. 듀티 사이클 및 스위치 주파수는 T_ON 시간 계산에 사용되고, V_IN, V_PRI 및 리플 전류는 1차 인덕턴스를 결정합니다. 계수가 크면 리플 전류가 커지므로 할당된 계수는 너무 크거나 너무 작지 않아야 합니다. 리플 전류가 크면 H-브리지 전류 한도의 절반이 되어 MOSFET을 손상시킬 수 있습니다. 리플 전류가 크면 ESR 및 ESL 때문에 출력 커패시터에서 큰 리플 전압으로 이어집니다. 이와 반대로 극도로 작은 리플 전류가 필요할 때는 큰 인덕턴스 인덕터(트랜스포머)를 사용하십시오. 큰 트랜스포머 권선을 갖는 큰 골격이 될 것입니다. 큰 인덕턴스는 루프 대역폭 및 루프 반응 성능을 제한할 것입니다.

트랜스포머 선택

분명히 에너지는 TOFF 시간에만 2차 측에 전송되었습니다. 턴 비율은 다음 방정식으로 구할 수 있습니다.

방정식 1

여기에서 VD는 다이오드(D1) 순방향 바이어스 전압입니다. Vpri의 경우, 0.4 ~ 0.6 범위의 최대 듀티 사이클을 할당합니다. Vpri는 다음 방정식으로 구할 수 있습니다.

방정식 2

여기에서 D는 최대 듀티 사이클이며 V_{IN_MIN}은 최소 입력 전압입니다. 방정식 2에서 턴 비율을 계산합니다. 인덕터는 볼트초 밸런스 낮음(volt-second balance low)을 따르므로, 필요한 인덕턴스는 다음 방정식에 의해 TON 시간으로 계산할 수 있습니다:

방정식 3

여기에서 f는 스위칭 주파수이며, ΔI는 리플 전류입니다. 앞서 논한 바와 같이, 리플 전류는 DC 출력 전류에 계수를 곱한 값과 같습니다.

방정식 4

여기에서 K는 계수입니다. 하지만 절연 벅 컨버터 토폴로지에는 인덕터가 아닌 트랜스포머가 있습니다. 이것을 어떻게 처리해야 할까요? 전류 비율은 턴 비율의 역과 같습니다.

방정식 5

여기에서 Ipri_toff는 2차 전류이며 T_OFF 시간 동안 변환되어 1차 측으로 전송됩니다. 1차 및 2차 측 전류의 합을 인덕터 전류로 간주할 수 있습니다.

방정식 6

여기에서 ILeq는 등가 인덕터 전류입니다. 트랜스포머에 세 개의 권선이 더 있는 경우 방정식은 다음과 같습니다.

방정식 7

하지만 이것이 정확한가요? MAX17682에 기초한 시뮬레이션 결과를 통해 검증해보겠습니다. 그림 4는 SIMPLIS에서 도출된 MAX17682 일반 회로의 스크린샷입니다. 전류 프로브, IPRI, ISEC1은 트랜스포머 T1의 양쪽에 배치되었습니다.

그림. 4 SIMPLIS의 MAX17682 일반 회로

그림 5는 두 개의 프로브에서 나온 과도 시뮬레이션의 스크린샷입니다. 두 전류 파형이 위의 방정식을 사용하여 추가되었습니다.

그림. 5 MAX17682 일반 회로의 시뮬레이션 전류 파형.

추가된 전류(cyan)는 비 절연 벅 컨버터의 인덕터와 마찬가지로 삼각파를 만듭니다. 그렇다면 트랜스포머 1차 ΔI는 쉽게 계산될 수 있습니다.

방정식 8

일반적으로, 할당된 부하 전류 리플은 DC 출력 전류의 0.2배입니다. K는 Nsec/Npri의 0.2배에 할당될 수 있습니다. 이와 동시에 1차 측 피크 전류는 제한 스위치보다 작도록 보장되어야 합니다. 여기에서 Ipk는 다음과 같습니다:

방정식 9

트랜스포머 1차 인덕턴스는 다음과 같이 쉽게 계산될 수 있습니다.

방정식 10

턴 비율, 1차 인덕턴스, 출력 전력, 출력 전류, 절연 전압 파라미터를 사용하여 인덕터 설계에 관한 의사 결정을 할 있습니다.

단순화된 방정식이 맞는 이유는 무엇인가요?

MAX17682 데이터 시트(그림 6)를 사용하여 인덕턴스를 선택할 때 약간의 불확실성이 있을 수 있습니다. 이를 더 잘 이해하고 애플리케이션에 사용할 수 있을지 알아보겠습니다.

MAX17682 데이터시트 방정식.

위 예제에 따르면, 방정식 10은 T_OFF 시간에 대한 이 방정식에 따르기 위해 다시 쓸 수 있습니다.

방정식 11

D가 0.6이라고 가정하면(ΔI가 0.4A인 경우에만) 다항(1-D) 및 ΔI은 감소합니다. 그러면 방정식 11 및 그림 6의 방정식은 같습니다. 데이터시트의 방정식은 1차 리플 전류를 선택합니다. D를 0.6으로 할당하면, 1차 리플 전류는 0.4A입니다. 양적으로 T_OFF 듀티 사이클은 1차 리플 전류와 같습니다.