소개

트랜스포머의 선택은 절연 벅 컨버터 설계에 있어서 중심적인 프로세스가 될 수 있습니다. 이 자습서에서는 절연 벅 컨버터의 작동 방식, 트랜스포머 선택 시 초점을 맞춰야 할 파라미터, 이러한 파라미터가 트랜스포머 선택에 영향을 미치는 방식, 트랜스포머가 회로 파라미터에 영향을 미치는 방식 등을 논합니다.

절연 벅 컨버터는 어떻게 작동합니까?

벅 컨버터와 마찬가지로 그림 1에서는 절연 벅 토폴로지를 보여줍니다. 벅 회로의 인덕터를 트랜스포머로 바꾸면 절연 벅 컨버터가 됩니다. 트랜스포머 2차 측은 독립적인 접지를 갖습니다.

절연 벅 토폴로지.
그림 1. 절연 벅 토폴로지.

온 타임(on time) 동안 하이 사이드 스위치(QHS)는 켜져 있고, 로우 사이드 스위치(QLS)는 꺼져 있으며, 트랜스포머 자화 인덕턴스(LPRI)는 충전됩니다. 블록 다이어그램(그림 2)의 화살표는 전류의 방향을 보여줍니다. 트랜스포머의 1차 전류는 선형으로 증가합니다. 전류 램핑 기울기는 (VIN - VPRI) 및 LPRI에 따라 달라집니다. 2차 보조 측 다이오드(D1)는 이 시간 간격 동안 역방향으로 바이어스되며 부하 전류는 COUT에서 부하로 흐릅니다.

켜진 기간의 등가 회로.
그림 2. 켜진 기간의 등가 회로.

꺼진 시간(off time) 동안(그림 3), QHS는 꺼져 있고 QLS는 켜져 있으며, 트랜스포머 1차 측 인덕터는 방전됩니다. 1차 전류는 QLS에서 접지로 흐르고, D1은 순방향으로 바이어스되며, 2차 전류(NSEC)는 2차 측 코일에서 COUT와 부하로 흐릅니다. COUT는 이 시간 동안 충전됩니다. (QHS를 끄고 QLS를 켜도 전류 방향을 바꿀 수 없으며, 전류 기울기만 바뀝니다. 양 전류는 0A가 될 때까지 감소한 다음, 음 전류가 증가합니다).

꺼진 기간의 등가 회로.
그림 2. 꺼진 기간의 등가 회로.

트랜스포머에 영향을 미치는 사양은?

컨버터를 설계할 때, 일부 사양은 특히 트랜스포머에서 사용될 구성품을 결정하기 때문에 선언/정의되어야 합니다.

  • 입력 전압 범위
  • 출력 전압
  • 최대 듀티 사이클
  • 스위치 주파수
  • 출력 전압 리플
  • 출력 전류
  • 출력 전력

최대 듀티 사이클(D)은 일반적으로 0.4 ~ 0.6 범위에 할당됩니다. 최소 입력 전압(VIN_MIN) 및 최대 듀티 사이클은 1차 출력 전압(VPRI)을 결정합니다. 1차 출력 전압 및 출력 전압(VOUT)은 트랜스포머 턴 비율을 결정합니다.

출력 전류(IOUT) 및 출력 전력(POUT)은 트랜스포머 선택에 영향을 미치는 핵심 파라미터입니다. 출력 전류는 구리 와이어 두께 결정에, 출력 전력은 사용할 트랜스포머 골격 선택에 도움이 됩니다. 골격의 투과성은 저장할 수 있는 에너지의 양과 출력할 수 있는 전력의 양을 나타냅니다. 일반적으로 DC 출력 전류에 계수를 곱한 값이 인덕터(트랜스포머)의 리플 전류에 할당됩니다. 듀티 사이클 및 스위치 주파수는 TON 시간 계산에 사용되고, VIN, VPRI 및 리플 전류는 1차 인덕턴스를 결정합니다. 계수가 크면 리플 전류가 커지므로 할당된 계수는 너무 크거나 너무 작지 않아야 합니다. 리플 전류가 크면 H-브리지 전류 한도의 절반이 되어 MOSFET을 손상시킬 수 있습니다. 리플 전류가 크면 ESR 및 ESL 때문에 출력 커패시터에서 큰 리플 전압으로 이어집니다. 이와 반대로 극도로 작은 리플 전류가 필요할 때는 큰 인덕턴스 인덕터(트랜스포머)를 사용하십시오. 큰 트랜스포머 권선을 갖는 큰 골격이 될 것입니다. 큰 인덕턴스는 루프 대역폭 및 루프 반응 성능을 제한할 것입니다.

트랜스포머 선택

분명히 에너지는 TOFF 시간에만 2차 측에 전송되었습니다. 턴 비율은 다음 방정식으로 구할 수 있습니다.

방정식 1
방정식 1

여기에서 VD는 다이오드(D1) 순방향 바이어스 전압입니다. Vpri의 경우, 0.4 ~ 0.6 범위의 최대 듀티 사이클을 할당합니다. Vpri는 다음 방정식으로 구할 수 있습니다.

방정식 2
방정식 2

여기에서 D는 최대 듀티 사이클이며 VIN_MIN은 최소 입력 전압입니다. 방정식 2에서 턴 비율을 계산합니다. 인덕터는 볼트초 밸런스 낮음(volt-second balance low)을 따르므로, 필요한 인덕턴스는 다음 방정식에 의해 TON 시간으로 계산할 수 있습니다:

방정식 3
방정식 3

여기에서 f는 스위칭 주파수이며, ΔI는 리플 전류입니다. 앞서 논한 바와 같이, 리플 전류는 DC 출력 전류에 계수를 곱한 값과 같습니다.

방정식 4
방정식 4

여기에서 K는 계수입니다. 하지만 절연 벅 컨버터 토폴로지에는 인덕터가 아닌 트랜스포머가 있습니다. 이것을 어떻게 처리해야 할까요? 전류 비율은 턴 비율의 역과 같습니다.

방정식 5
방정식 5

여기에서 Ipritoff는 2차 전류이며 TOFF 시간 동안 변환되어 1차 측으로 전송됩니다. 1차 및 2차 측 전류의 합을 인덕터 전류로 간주할 수 있습니다.

방정식 6
방정식 6

여기에서 ILeq는 등가 인덕터 전류입니다. 트랜스포머에 세 개의 권선이 더 있는 경우 방정식은 다음과 같습니다.

방정식 7
방정식 7

하지만 이것이 정확한가요? MAX17682에 기초한 시뮬레이션 결과를 통해 검증해보겠습니다. 그림 4는 SIMPLIS에서 도출된 MAX17682 일반 회로의 스크린샷입니다. 전류 프로브, IPRI, ISEC1은 트랜스포머 T1의 양쪽에 배치되었습니다.

SIMPLIS의 MAX17682 일반 회로
그림. 4 SIMPLIS의 MAX17682 일반 회로

그림 5는 두 개의 프로브에서 나온 과도 시뮬레이션의 스크린샷입니다. 두 전류 파형이 위의 방정식을 사용하여 추가되었습니다.

MAX17682 일반 회로의 시뮬레이션 전류 파형.
그림. 5 MAX17682 일반 회로의 시뮬레이션 전류 파형.

추가된 전류(cyan)는 비 절연 벅 컨버터의 인덕터와 마찬가지로 삼각파를 만듭니다. 그렇다면 트랜스포머 1차 ΔI는 쉽게 계산될 수 있습니다.

방정식 8
방정식 8

일반적으로, 할당된 부하 전류 리플은 DC 출력 전류의 0.2배입니다. K는 Nsec/Npri의 0.2배에 할당될 수 있습니다. 이와 동시에 1차 측 피크 전류는 제한 스위치보다 작도록 보장되어야 합니다. 여기에서 Ipk는 다음과 같습니다:

방정식 9
방정식 9

트랜스포머 1차 인덕턴스는 다음과 같이 쉽게 계산될 수 있습니다.

방정식 10
방정식 10

턴 비율, 1차 인덕턴스, 출력 전력, 출력 전류, 절연 전압 파라미터를 사용하여 인덕터 설계에 관한 의사 결정을 할 있습니다.

단순화된 방정식이 맞는 이유는 무엇인가요?

MAX17682 데이터 시트(그림 6)를 사용하여 인덕턴스를 선택할 때 약간의 불확실성이 있을 수 있습니다. 이를 더 잘 이해하고 애플리케이션에 사용할 수 있을지 알아보겠습니다.

MAX17682 데이터시트 방정식.
MAX17682 데이터시트 방정식.

위 예제에 따르면, 방정식 10은 TOFF 시간에 대한 이 방정식에 따르기 위해 다시 쓸 수 있습니다.

방정식 11
방정식 11

D가 0.6이라고 가정하면(ΔI가 0.4A인 경우에만) 다항(1-D) 및 ΔI은 감소합니다. 그러면 방정식 11 및 그림 6의 방정식은 같습니다. 데이터시트의 방정식은 1차 리플 전류를 선택합니다. D를 0.6으로 할당하면, 1차 리플 전류는 0.4A입니다. 양적으로 TOFF 듀티 사이클은 1차 리플 전류와 같습니다.

결론

그림 6의 단순화된 방정식을 사용하여 사용자는 Toff 듀티 사이클과 동일한 1차 리플 전류를 사용해 더 빠르게 설계할 수 있습니다. 이 자습서에서는 1차 리플 전류를 수정하거나 다른 파라미터를 사용하려는 경우 그 구현 방법을 논했습니다.

MAX17682 절연 벅 DC-DC 컨버터에 대해 자세히 알아보려면 여기를 클릭하십시오.

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